。本文将讨论在双有源桥式变换器中这些滤波组件的阻抗特性及设计方法，并以此阐明二者对辐射

  当开关管（M1）在一个开关周期内导通时，电流路径依次为：输入电压（VIN）、电感（L）和 M1。其间，电感电流 (IL) 爬升，电感储存能量（见图 1）。

  图 2 显示了辐射 EMI 的原理，其中左图 2a 为偶极天线b 则显示了辐射 EMI 的一般模型。

  如图 2a 所示，天线的能量流向三个不同的部分：第一部分在两极之间谐振，不会辐射到空间，其中 jXA是无功功率对应的阻抗；功率的第二部分辐射到空间中，用 Rr表示；最后一部分能量消耗在天线电阻上，用 Rl来表示。

  图 2b 为辐射 EMI 的一般模型。变换器能够最终靠等效噪声源 (VS) 和源阻抗（用实部 RS和虚部 XS表示）进行建模。

  其中 RA为 Rl和 Rr之和，电流系数(KI)是与 IA成正比的系数。

  为了确定辐射 EMI，我们应该测量变换器在设定距离处产生的电磁场强度。假设计算变换器距离 (r) 处的电场强度最大值 (EMAX)，公式 (2) 如下：

  其中 η 为波阻抗，D 代表方向，半径 (r) 是该方向(D)上的上限功率密度与球体平均功率密度之比，电场强度系数 (KE) 是与辐射电场强度直接成正比的系数。

  天线和变换器的阻抗能够最终靠测试获得。如需获取更多信息，请参阅如何测量高频、共模电流、电压和阻抗的系列文章（上、中和下）。

  由于 XS和 XA可能同时具有容性和感性，因此可相互抵消。如果 RS和 RA之和较小，则在频谱中会观察到峰值。

  图 3 显示了双有源桥式变换器源阻抗和天线阻抗的测量结果。其中 XS和 XA曲线相交四次，仅当相位相反时（图 3 中的位置 1 和 2），XS和 XA才能相互抵消。另外，由于位置 2 处的 RA非常大（接近1000Ω），因此该点不太也许会出现谐振尖峰。相反，位置 1 处的 RA则仅为 100Ω 左右（位置 1 处的频率约为 167MHz）。

  和 XA相互抵消，且 RS+ RA较小，可观察到谐振尖峰。实验结果也可验证该结果。CM 电感对辐射 EMI 的影响及设计方法

  在输入或输出端子添加 CM 电感是抑制辐射 EMI 的常用方法。但电感的高频模型通常都需要仔细考虑其等效电容 (C

  ) 和电抗 (XCM)的串联形式。将电感模型应用到图 2b 所示的模型中，就能够获得图 6 的 CM 电感和辐射模型。必须要格外注意的是，RCM和 XCM都随频率变化。在这种情况下，需要修改公式(3)和(4)中的 KI和 KE来计算 CM 电流系数 (KI_CM) 和 CM 电场强度系数 (KE_CM)。K

  M) 时，电感会表现出感性行为（XCM为正）；当电感频率高于 fCM时，则表现出容性行为（XCM为负）。fCM可以用公式 (7)来估算：

  。如果 XCM为负（容性），则新的谐振频率增加； 如果 XCM为正（感性），则新的谐振频率降低。由于幅度 (VS) 通常随频率的增加而减小，因此建议增大谐振频率，以便该频率下的辐射电流较小。因此，正确选择电感对于确保 XCM在原始谐振频率处为负值很重要。通过添加电感来防止新的谐振尖峰也很重要。由于天线阻抗 (X

  ) 为容性，当谐振频率低于 fCM时，XCM保持感性；因此 XCM必须小于 XA才能避免阻抗交叉和由此产生的谐振尖峰。电感电阻

  在 fCM时达到其最大值。为了尽最大可能避免尖峰，选择的电感需确保 fCM尽可能接近新的谐振频率。图 7 显示了满足上述标准的 CM 电感阻抗曲线。

  曲线 显示了电路中添加和不添加 CM 电感时的 IA（左侧）和辐射 EMI（右侧）测试结果。

  以上根据结果得出，添加 CM 电感能抑制添加前产生的 EMI 尖峰。实际结果也与 K

  的变化一致。添加 CM 电感后，167MHz 处的噪声满足 FCC B 级辐射 EMI 标准，但裕量较小。而 30MHz 处的噪声仍高于标准。

  Y 电容对辐射 EMI 的影响及设计方法我们还可优先考虑其他可抑制辐射EMI的滤波组件，例如Y电容。在输入和输出直流总线之间连接 Y 电容是抑制 EMI 的另一种流行方法。与电感模型类似，Y 电容模型能表达为等效串联电阻（ESR，表示为 RY）和电抗（X

  可以忽略不计。 此外，只有当 Y 电容的阻抗明显小于天线阻抗时，EMI 噪声才能被旁路。因此，我们大家可以假设 X

  。在这种假设之下得到修正后的电流系数(KI_Y)和电场强度系数(KE_Y)。KI_Y可通过公式（8）计算：

  如前所述，由于要进一步抑制 30MHz 和 167MHz 处的 EMI 噪声，我们对这两个频段进行分析。

  和 RS。通过比较 KI_Y和 KI（或者通过 KE观察 KE_Y），Y 电容的插入损耗可通过公式（10）来计算：

  必须尽可能小。根据图 3 的测量结果，如果 XY在 30MHz 时呈现容性，则其电容必须超过 86pF 才可能正真的保证插入损耗低于1；如果 XY在 30MHz 时呈感性，则其电感必须小于 327nH，才能确保插入损耗低于 1。阻抗曲线MHz 时，RA XA、X

  和 RS。经过化简，其插入损耗与公式（10）一致。类似的分析表明，如果 XY在 167MHz 时为容性，则其电容值应该超过 30pF；如果 XY在 167MHz 时呈感性，则其电感应低于 30nH。图 11 结合了两个频段的要求，展示了两个可行的 Y 电容及其阻抗曲线pF Y 电容，右侧的黑色曲线pF 电容的阻抗较低，对 EMI 压制效果更好；在 167MHz 时，100pF 电容则表现出更好的抑制性能。

  系数的影响。能够准确的看出，100pF 和470pF Y 电容均可有效抑制 EMI。而且，100pF 电容在 167MHz 频段效果非常明显，而 470pF 电容在 30MHz 频段效果更明显。这也与之前的理论分析相一致。

  图 12b 显示的 EMI 测量结果进一步验证了理论分析。 当使用不相同的 Y 电容时，不同频段的辐射 EMI 都有不同程度的降低，这种降低与预测结果一致。 由此能够看出，对辐射 EMI 的设计而言，调整滤波元件能抑制特定频段的 EMI。

  当电路中同时存在电感和电容滤波元件时（见图13），设计应遵循阻抗失配原则。如果源阻抗较小，则串联一个阻抗较大的滤波电感；如果负载阻抗较大，则并联一个阻抗较小的旁路电容。

  本文回顾了辐射 EMI 的基本模型，并介绍了产生辐射 EMI 尖峰的原理，同时通过一个双有源桥式变换器观察了 CM 电感和 Y 电容对 CM 噪声的影响。

  在传导频段，滤波元件的低频特性常被用于抑制 EMI。在辐射频段，则通常利用滤波元件的杂散参数来更有效地抑制 EMI。

  的隔离产品采用容性隔离，最大限度地降低了电源电流并实现了高 CMTI 以及高磁噪声抗扰能力。